ADC는 전압만 측정한다 – 전압, 전류, 온도, Capacitance, Inductance의 측정 원리

마이크로컨트롤러(MCU)가 전기적, 물리적 세상을 이해하는 유일한 언어는 ‘디지털(Digital)’입니다. 하지만 우리가 측정하고자 하는 전류, 온도, 정전용량, 인덕턴스 등은 연속적인 아날로그 물리량입니다. 이 둘 사이를 연결하는 핵심 부품이 바로 ADC(Analog-to-Digital Converter)입니다. ADC는 수많은 물리량 중 오직 ‘전압(Voltage)’ 하나만을 읽어낼 수 있습니다. 따라서 시스템 설계자는 모든 전기적 요소를 결국 ‘전압의 변화’로 변환하는 아날로그 프론트엔드(AFE) 회로를 구성해야만 합니다.

측정 대상 → Sensor/Transducer → Signal Conditioning → Voltage → ADC → Digital Code → MCU/PC

이 글에서는 전압, 전류, 온도, Capacitance(정전용량), Inductance(인덕턴스) 등 5가지 주요 측정 항목이 어떤 원리와 회로 구성을 통해 최종적으로 전압으로 변환되어 ADC로 읽히는지 상세히 살펴보겠습니다.

1. ADC의 본질은 “전압을 Digital Code로 변환하는 것”

ADC의 입력을 단순화하면 결국 Analog Voltage이다. 예를 들어 0~5 V를 입력으로 사용하는 12-bit ADC가 있다고 생각해보자. 12-bit ADC는 2¹² = 4096 개의 Digital Code를 표현할 수 있다. 따라서 이상적인 ADC라면 입력 전압에 따라 다음과 같이 Digital Code가 결정된다.

ADC Code ≈ Vin / VREF × (2ᴺ – 1)

여기서 N은 ADC의 Resolution이고 VREF는 ADC의 기준전압이다. 5 V Reference를 사용하는 12-bit ADC라면 이상적으로 약 1.22 mV 정도의 전압 변화가 1 LSB에 해당한다. 중요한 것은 ADC가 “전류가 몇 A인지”, “온도가 몇 °C인지”, “Capacitance가 몇 nF인지”를 판단하는 것이 아니라는 점이다. ADC가 보는 것은 결국 자신의 입력 핀에 존재하는 전압이다. 따라서 실제 계측 시스템에서는 ADC 앞단에 Sensor, Shunt Resistor, Voltage Divider, Current Source, Amplifier, Filter, Bridge, Oscillator 등의 회로가 추가된다. 이러한 회로의 역할은 측정하고자 하는 물리량을 ADC가 이해할 수 있는 전압 정보로 변환하는 것이다.

2. 전압 측정 (Voltage Measurement)

전압 측정은 ADC의 본질적인 기능과 정확히 일치하므로 가장 직관적인 측정 방식입니다. ADC는 내부적으로 설정된 기준 전압(Reference Voltage, 일반적으로 3.3V 또는 5V)을 바탕으로, 입력 핀으로 들어오는 전압을 0부터 최대 분해능(예: 12-bit의 경우 4095)까지의 디지털 값으로 비례 변환합니다. 측정하고자 하는 전압이 ADC의 기준 전압 범위 이내라면 핀에 직접 연결하여 읽어들일 수 있습니다.

하지만 산업용 장비나 배터리 시스템에서는 12V, 24V 등 ADC의 허용 입력 범위를 아득히 초과하는 전압을 측정해야 하는 경우가 대부분입니다. 이때 필수적으로 사용되는 것이 전압 분배 회로(Voltage Divider)입니다. 두 개의 직렬 저항(R1​,R2​)을 배치하여, 옴의 법칙에 따라 고전압을 ADC가 읽을 수 있는 안전한 스케일(예: 0~3V)로 축소시킵니다.

전압 분배 회로를 설계할 때 가장 주의해야 할 점은 임피던스 매칭(Impedance Matching)입니다. 전력 소모를 줄이기 위해 메가옴 단위의 매우 큰 저항을 사용하면, ADC 내부의 샘플 앤 홀드(Sample and Hold) 커패시터가 지정된 샘플링 시간 내에 충분히 충전되지 못해 측정 오차가 발생합니다. 따라서 분배 저항의 값을 적절히 낮추거나, 위 회로도처럼 전압 플로어(Voltage Follower) 역할을 하는 Op-Amp 버퍼를 추가하여 ADC에 충분한 구동 전류를 제공하는 설계가 수반되어야 합니다.

3. 전류 측정 (Current Measurement)

전류는 그 자체의 흐름으로는 ADC의 입력 핀에 직접 넣을 수 없는 물리량입니다. 전류를 ADC가 이해할 수 있는 전압으로 변환하기 위해 가장 널리 쓰이는 방식은 옴의 법칙(V=I×R)을 역이용하는 것입니다. 측정하고자 하는 회로의 경로상에 저항값이 극히 작은 션트 저항(Shunt Resistor)을 직렬로 삽입하면, 전류가 흐를 때 저항 양단에 미세한 전압 강하가 발생합니다.

전류를 측정하는 방법은 Shunt를 이용한 방법만 있는 것은 아닙니다. Shunt를 이용한 방식은 전류가 흐르는 도선에 저항을 배치하고 저항에 의해 떨어지는(Drop)되는 전압을 이용하는 회로 직접적인 방식입니다. 이런 방식이외에 도선의 흐르는 전류로 인해 발생하는 자기장을 비접촉으로 측정하는 전류센서를 이용한 방식이 있습니다.

비교 항목	션트 저항 방식 (Shunt Resistor)	비접촉 자기장 센서 방식 (Hall / CT / Fluxgate)
측정 원리	옴의 법칙 ($V = I \times R$) • 도선에 직렬 연결된 저항 양단의 전압 강하 측정	앙페르 법칙 & 패러데이/홀 효과 • 전류가 흐를 때 형성되는 주변 자기장 감지
회로 연결 방식	직접 접촉식 (Direct/In-line) • 측정 도선을 절단하거나 직렬로 삽입 필요	비접촉/관통식 (Non-contact/Through-hole) • 도선을 코어 내부에 관통시키거나 클램프 체결
전기적 절연 (Galvanic Isolation)	기본 미제공 (비절연) • 측정 신호가 메인 전력선과 동일 접지/전위 공유 • 고전압 계측 시 별도의 절연 증폭기 필요	기본 절연 (완전 절연) • 측정 회로와 센서 출력 회로가 물리적·전기적으로 분리 • 고전압/대전류 라인에서도 DAQ 및 사용자 안전 확보
전력 손실 및 열 발생	손실 발생 ($P = I^2 R$) • 대전류 측정 시 션트 자체 발열로 인한 저항값 드리프트(오차) 및 방열 대책 필수	손실 거의 없음 (Zero Insertion Loss) • 도선의 직렬 저항 성분이 없어 센서 삽입에 따른 전압 강하나 발열이 미미함
주요 전류 대역 (적합성)	소전류 ~ 중전류 (mA ~ 수십 A 대역 정밀 측정 유리)	대전류 (수십 A ~ 수천 A의 EV 배터리팩, 모터 인버터 등)
측정 주파수/신호 형태	DC 및 고주파 AC (기생 인덕턴스가 낮은 저항 채택 시)	센서 종류별 상이 (CT는 AC 전용, Hall/Fluxgate는 DC+AC)
장점	• 회로 구성이 단순하고 비용이 저렴함 • 소전류에서 매우 높은 정밀도와 빠른 응답성	• 고전압 대전류에 탁월한 안전성 • 시스템 부하(전력 손실) 영향 없음
단점	• 대전류 시 발열 및 전력 낭비 • 고전압 환경에서 감전 및 DAQ 파손 위험 존재	• 션트 대비 부품 단가 및 센서 모듈 부피가 큼 • 외부 누설 자기장이나 오프셋 드리프트 보정 필요

이때 발생하는 전압 강하는 션트 저항의 발열과 시스템 전력 손실을 최소화하기 위해 보통 수십 밀리볼트(mV) 수준으로 매우 작게 설계됩니다. ADC가 이 미세한 전압을 높은 분해능으로 읽어내기에는 노이즈에 너무 취약하므로, 반드시 전류 센스 증폭기(Current Sense Amplifier)나 정밀 Op-Amp를 거쳐 전압을 ADC의 측정 스케일에 맞게 수십~수백 배 증폭해 주어야 합니다.

전류 측정은 션트 저항이 회로의 어느 위치에 삽입되느냐에 따라 로우 사이드(Low-side)와 하이 사이드(High-side) 센싱으로 나뉩니다. 부하와 그라운드(GND) 사이에 저항을 놓는 로우 사이드 방식은 증폭 회로 구성이 간단하지만, 시스템의 완벽한 접지를 방해하는 단점이 있습니다. 반면 전원(VCC)과 부하 사이에 저항을 놓는 하이 사이드 방식은 접지는 유지되나 증폭기가 높은 동상 모드 전압(Common-Mode Voltage)을 견뎌야 하므로 회로 구성이 더 까다롭습니다.

3. 저항 측정 (Resistance Measurement)

저항(Resistance)은 전류의 흐름을 방해하는 부품 고유의 성질이며, ADC는 옴(ohm) 단위를 직접 감지할 수 없습니다. 따라서 저항 측정 기술은 미지의 저항체에 전압이나 전류를 자극(Excitation)으로 주어 발생하는 ‘전압 강하’를 측정하는 방식을 사용합니다.

가장 단순한 구성은 기지의 기준 저항(Rref)과 미지의 저항(Rx)을 직렬로 배치하는 비례 전압 분배 방식입니다. 일정한 기준 전압(Vref)을 공급하고 두 저항 사이의 중간 전압(Vout)을 ADC로 읽으면, 수식 [Vout = Vref * (Rx / (Rref + Rx))]를 역산하여 Rx의 값을 도출할 수 있습니다. ADC의 기준 전압과 분배 회로의 전원을 일치시키는 비율계량(Ratiometric) 설계를 사용하면 전원 변동에 따른 오차를 상쇄할 수 있습니다.

수 옴 이하의 저저항이나 정밀 센서(예: RTD)를 측정할 때는 전압 분배 방식 대신 정전류원(Constant Current Source)을 사용합니다. 정밀한 일정 전류(Iconst)를 Rx에 흘려주면, 저항 양단에 순수한 [Vx = Iconst * Rx] 형태의 선형 전압이 발생하여 연산이 단순해지고 정밀도가 높아집니다.

나아가 극저저항 측정에서는 배선 저항과 접촉 저항으로 인한 오차를 없애기 위해 4선식(켈빈, 4-Wire) 측정 기법을 적용합니다. 전류를 공급하는 2개의 선(Force)과 전압 강하를 측정하는 2개의 선(Sense)을 분리하면, ADC 입력단으로는 전류가 거의 흐르지 않아 배선 저항의 영향 없이 순수한 저항 양단의 전압만을 ADC로 정확히 읽어낼 수 있습니다.

계측 및 테스트 포인트 설계에 있어 2-와이어(2-Wire)와 4-와이어(4-Wire) 측정 방식을 이해하는 것은 매우 중요합니다. 특히 전력변환장치와 같이 고전류가 흐르고 높은 효율 측정이 필요한 시스템에서는 이 작은 방식의 차이가 치명적인 측정 오차를 유발할 수 있습니다.

2-와이어 (2-Wire) 측정 방식: ‘단순하지만 배선 저항에 취약’

2-와이어 방식은 미지의 저항(RX)을 측정하기 위해 두 개의 테스트 리드만을 사용합니다. 계측기 내부의 전류원에서 일정한 전류를 RX로 보내고, 동시에 동일한 두 단자에서 양단에 걸리는 전압(VX)을 측정합니다.

• 원리: 옴의 법칙 (저항 = 전압 / 전류)을 이용하여 측정합니다. 하지만 계측기가 읽어들이는 전압 값은 측정 대상인 RX 양단의 순수한 전압 강하가 아닙니다.
• 문제점: 위 도식처럼 두 개의 테스트 리드 자체가 고유한 배선 저항(RL1, RL2)을 가지고 있습니다. 전류가 배선을 타고 흐르면서 이 배선 저항(RL)에서도 전압 강하(전압 = 전류 * 저항)가 발생합니다. 계측기는 배선에서 발생한 전압 강하(VL1, VL2)와 RX 양단의 전압(VX)을 모두 더한 값(측정 전압 = VL1 + VX + VL2)을 읽어들입니다.
• 결과: RX가 작을수록 배선 저항(RL)의 비중이 상대적으로 커져, 실제보다 더 큰 저항값으로 측정됩니다. 1옴 미만의 저저항 측정이나, mA 단위의 정밀 전류 측정 시 치명적인 오차를 만듭니다.

4-와이어 (4-Wire, 켈빈) 측정 방식: ‘배선 저항 오차 원천 차단’

4-와이어 방식(또는 켈빈 측정)은 전류 공급과 전압 측정을 물리적으로 완전히 분리하는 것으로 오차를 극복합니다. 미지의 저항(RX)에 연결하기 위해 4개의 독립된 테스트 리드를 사용합니다.

• 원리: 전류 공급선(Force High, Force Low)을 통해 기지의 전류를 RX로 흘려보냅니다. 전압 측정선(Sense High, Sense Low)은 RX의 양 끝점 바로 위에 연결되어 양단 전압(Vsense)만을 측정합니다.
• 핵심 이점: 계측기의 전압 입력단 임피던스는 수 메가옴 이상으로 매우 높기 때문에, 전압 감지선(Sense leads) 쪽으로는 전류가 거의 흐르지 않습니다. 전류가 흐르지 않으므로 감지선 자체의 배선 저항(RL,sense)에 의한 전압 강하 역시 0에 가깝습니다.
• 결과: 계측기는 전류 공급선의 배선 저항(RL,force)에서 발생한 전압 강하를 완전히 배제하고, RX 양단에 순수하게 걸리는 전압(VX)만을 읽어냅니다. 배선의 굵기나 길이에 상관없이, 측정 대상 저항값만을 높은 정밀도로 도출할 수 있습니다.

전력변환장치 효율 측정에서 4-와이어 설계가 중요한 이유

전력변환장치(예: DC-DC 컨버터, 인버터, 배터리 충/방전기)의 효율 측정은 전압, 전류, 전력의 극미세한 변화를 감지해야 하는 매우 민감한 작업입니다. 계측 시스템 설계 시 테스트 포인트를 2-와이어 방식으로 구성하면 다음과 같은 치명적인 문제를 일으킵니다.

(1) 전압 드롭으로 인한 오측정 및 효율 계산 오류 (False Efficiency Reading)

전력변환 효율은 효율 = (출력 전력 / 입력 전력) * 100퍼센트 로 계산됩니다. 입력 전력과 출력 전력은 각각 전압과 전류의 곱(전력 = 전압 * 전류)으로 구해집니다.

• 문제 발생 시나리오: 2-와이어 방식으로 출력 전압(Vout)을 측정한다고 가정해 봅시다. 계측기와 출력 단자 사이의 배선 거리가 멀거나 배선이 가늘면, 배선 저항(RL)에서 전압 강하(전압 = 전류 * 저항)가 발생합니다. 계측기는 실제 출력 전압보다 배선 전압 강하만큼 차감된 더 낮은 전압을 읽게 됩니다.
• 결과: 출력 전력 = 측정 전압 * 출력 전류 로 계산된 출력 전력은 실제보다 과소평가됩니다. 이는 결국 장치의 실제 효율보다 측정된 효율이 더 낮게 나타나는 오류를 유발합니다. 장치의 성능이 실제보다 나쁘게 측정되어 설계 목표 달성에 실패하거나 신뢰도를 잃을 수 있습니다.

(2) 잘못된 전압/전류 정밀도 측정 (Inaccurate Accuracy Evaluation)

장치의 사양서에 명시된 전압/전류 제어 정밀도나 리플(Ripple) 성능을 검증할 때도 4-와이어 설계는 필수적입니다.

• 오류: 2-와이어 측정 시 배선 저항에 의한 전압 드롭은 고정된 오차(Offset Error)가 아니라 흐르는 전류에 비례하여 변동하는 오차입니다. 즉, 부하가 변할 때마다 전압 측정 오류값이 실시간으로 바뀌므로, 장치가 부하 변화에 따라 얼마나 정확하게 전압을 유지하는지(Load Regulation)를 정밀하게 측정할 수 없습니다.
• 결과: 장치는 정밀하게 제어되고 있음에도 불구하고, 계측 시스템의 배선 오차 때문에 장치의 정밀도 사양을 만족하지 못하는 것으로 오판할 수 있습니다. 이는 전력 장치의 핵심 신뢰도를 저하시키는 원인이 됩니다.

(3) 발열 및 장기 신뢰도 오판

2-와이어 배선에서는 배선 저항과 전류의 제곱에 비례하는 전력 손실(손실 = 전류 * 전류 * 저항)이 발생하며, 이는 배선의 발열로 이어집니다. 이 미세한 발열이 시스템 내부의 온도 센서나 다른 민감한 부품에 열 영향을 주어, 또 다른 계측 오차를 유발하거나 장치의 장기 신뢰도 평가를 방해할 수 있습니다. 4-와이어 측정은 이런 배선 손실 자체를 없애지는 않지만, 전압 측정만큼은 순수하게 분리함으로써 신뢰할 수 있는 데이터를 제공합니다.

요약: 언제 무엇을 선택해야 할까요?

계측 시스템이나 테스트 포인트를 설계할 때, 다음과 같은 기준에 따라 방식을 결정해야 합니다.

선택 기준	2-와이어 방식 (2-Wire)	4-와이어 방식 (4-Wire, 켈빈)
핵심 장점	단순한 구성, 낮은 비용, 적은 배선 수	배선 저항 오차 원천 차단, 높은 정밀도
치명적 단점	고전류/저저항 측정 시 전압 드롭 오차 극심	복잡한 배선, 높은 계측기/케이블 비용
적합한 애플리케이션	수십 옴 이상의 고저항 측정, mA 이하의 저전류 측정, 낮은 정밀도 계측, 배선이 극히 짧은 경우	저저항 측정(1옴 미만), 정밀 전압/전류 측정, 고전류(몇 A 이상) 회로 계측, 전력 효율 측정, 배선 거리가 먼 경우

특히 전력변환장치의 효율 및 성능 평가에서는 수 mA, 수 mV 단위의 정확도가 수 퍼센트 이상의 효율 차이를 만들어냅니다. 설계 초기 단계부터 전압 입력 및 출력 단자에 4-와이어 센싱 포인트(Sense leads)를 직접 연결하는 설계를 반영하는 것이, 신뢰할 수 있고 경쟁력 있는 전력 장치를 개발하는 첫걸음입니다.

4. 온도 측정 (Temperature Measurement)

온도는 전기적 특성이 아닌 열역학적 물리량이므로, 온도의 변화에 따라 전기적 특성이 변하는 소자인 서미스터(Thermistor), RTD(측온저항체), 그리고 열전대(Thermocouple) 등을 센서로 활용합니다. 각 센서는 동작 원리가 다른 만큼 ADC(아날로그-디지털 변환기) 인터페이싱과 신호 처리 방식에서도 뚜렷한 차이를 보입니다.

다음의 글을 참고하세요

• 온도 측정 방식 완벽 가이드 – Thermocouple과 Thermistor의 원리, 종류 및 선정 방법

1) 저항 변화 기반 센서 (NTC 서미스터 및 RTD)

NTC 서미스터의 경우 온도가 상승하면 저항값이 비선형적으로 감소하는 특성을 지닙니다. 하지만 ADC는 ‘저항값’ 자체를 직접 읽을 수 없습니다. 따라서 서미스터는 전압 분배 회로(Voltage Divider)의 일부로 구성되어야 합니다. 고정된 정밀 기준 저항(Reference Resistor)과 서미스터를 직렬로 연결하고 일정한 기준 전압을 인가하면, 온도가 변함에 따라 서미스터의 저항값이 바뀌고 그에 따라 분배되는 중간 노드의 전압이 변화합니다. ADC는 바로 이 변화하는 전압 노드를 샘플링하게 됩니다.

서미스터를 이용한 측정에서 가장 까다로운 부분은 데이터의 후처리입니다. ADC가 읽어들인 전압을 통해 계산해 낸 저항의 변화율은 온도에 대해 극심한 곡선을 그리는 비선형 특성을 보입니다. 따라서 마이크로컨트롤러(MCU) 펌웨어는 스타인하트-하트 방정식(Steinhart-Hart equation)이나 $\beta$ 파라미터 공식을 연산하거나, 촘촘하게 사전 계산된 룩업 테이블(Look-Up Table, LUT)을 참조하여 디지털 전압 값을 정확한 섭씨(℃) 온도로 역산출해야 합니다.

2) 기전력 발생 기반 센서 (열전대, Thermocouple)

저항 변화를 외부 전원으로 측정하는 서미스터/RTD와 달리, 열전대는 제베크 효과(Seebeck Effect)를 기반으로 스스로 전압을 발생시키는 능동형(Active) 센서입니다. 서로 다른 두 종류의 금속 도선 양 끝을 접합하고 양단에 온도 차를 주면, 두 접점 사이의 온도 구배에 비례하여 미세한 열기전력(Thermoelectric Voltage)이 생성됩니다.

열전대를 ADC와 인터페이싱할 때 고려해야 할 핵심 요소는 다음과 같습니다.

• 초미세 전압 증폭 (Instrumentation Amplifier):열전대가 출력하는 전압은 수십 $\mu\text{V}/^\circ\text{C}$ 수준으로 극히 미약합니다. 예를 들어 흔히 쓰이는 K-Type 열전대는 약 $41,\mu\text{V}/^\circ\text{C}$에 불과하므로, ADC의 입력 범위(예: 0~3.3V)에 맞추기 위해 저노이즈 계측 증폭기(In-Amp)나 프로그래머블 이득 증폭기(PGA)를 통한 수백 배 이상의 정밀 증폭이 필수적입니다.
• 냉접점 보상 (Cold Junction Compensation, CJC):열전대가 생성하는 기전력은 측정 대상에 닿아 있는 측정 접점(Hot Junction)과 계측기 회로 기판에 연결되는 기준 접점(Cold Junction) 간의 ‘상대적인 온도 차’만을 나타냅니다. 따라서 실제 절대 온도를 구하려면 기준 접점 단자의 현재 온도를 정확히 알아내어 기전력에 더해주는 냉접점 보상이 반드시 수반되어야 합니다. 이를 위해 단자대 바로 옆에 로컬 온도 센서(NTC 서미스터, RTD, 또는 전용 디지털 IC)를 별도로 배치해 냉접점 온도를 측정합니다.
• 비선형성 보정 및 다항식 연산:서미스터만큼 극단적이지는 않으나 열전대의 기전력-온도 관계 역시 비선형적입니다. NIST(미국 국립표준기술원) 등에서 표준화한 고차 다항식(Polynomial equations) 역산 모델을 연산하거나, 전용 LUT를 통해 최종 온도를 결정합니다.

3) 센서 방식 비교 요약

구분	NTC 서미스터 (Thermistor)	열전대 (Thermocouple)
동작 원리	온도에 따른 저항값 변화 (수동 소자)	제베크 효과에 의한 미세 기전력 생성 (능동 소자)
회로 구성	정밀 기준 저항 기반 전압 분배 회로	초미세 전압 증폭 회로(PGA/In-Amp) + 필터
주요 난제	극심한 비선형성 보정 (스타인하트-하트 식)	냉접점 보상(CJC) 필수, 미세 전압에 따른 노이즈 취약성
측정 범위	비교적 제한적 (일반적으로 -50°C ~ 150°C)	초고온/초저온 대응 가능 (타입에 따라 -200°C ~ 1,300°C 이상)

5. 정전용량 측정 (Capacitance Measurement)

커패시터는 전하를 저장하는 부품으로, 그 용량(Capacitance)을 측정하는 것은 회로의 시간축(Time-domain) 특성을 측정하는 것과 같습니다. 가장 고전적이면서도 널리 쓰이는 원리는 RC 시정수(Time Constant, τ=R×C)를 이용하는 방법입니다. 저항값(R)을 이미 알고 있는 상태에서, 커패시터에 스텝 전압을 인가하여 충전을 시작합니다.

이때 ADC는 커패시터 양단에 걸리는 전압을 매우 빠른 속도로 연속해서 샘플링합니다. 커패시터의 전압이 공급 전압의 약 63.2%에 도달하는 데 걸리는 시간(τ)을 타이머로 정밀하게 측정하면, 미리 알고 있는 저항값을 이용해 역으로 정전용량(C)을 계산해 낼 수 있습니다. 즉, 전압이 차오르는 속도를 측정하여 커패시턴스를 유추하는 것입니다.

터치 스크린이나 정전식 터치 버튼처럼 피코패럿(pF) 단위의 극히 미세한 정전용량을 측정할 때는 Charge Transfer(전하 전달) 기법이 활용됩니다. 이는 측정하고자 하는 미지의 커패시터를 먼저 충전시킨 후, 그 전하를 용량을 알고 있는 큰 기준 커패시터로 쏟아붓는 과정을 수십 번 반복합니다. 이후 기준 커패시터에 최종적으로 쌓인 전압을 ADC로 읽어내어 원래의 미세한 정전용량을 역추적하는 고도의 정밀 제어 방식입니다.

6. 인덕턴스 측정 (Inductance Measurement)

인덕터는 전류의 변화를 방해하는 성질을 지니며, 정전용량 측정과 마찬가지로 직류(DC) 상태에서는 측정할 수 없고 교류(AC) 또는 과도 응답(Transient Response) 상태를 이용해야 합니다. 가장 대표적인 측정 방법은 미지의 인덕터(L)와 용량을 알고 있는 커패시터(C)를 병렬로 연결하여 LC 공진 회로(Tank Circuit)를 구성하는 것입니다.

이 회로에 짧은 전기적 펄스를 가하면, 에너지가 인덕터의 자기장과 커패시터의 전기장 사이를 오가며 링잉(Ringing)이라 불리는 진동 전압이 발생합니다. 공진 주파수(f)는 f=2πLC​1​ 공식에 의해 결정됩니다. ADC는 이 진동하는 파형의 교번하는 전압을 고속으로 샘플링하거나, 비교기(Comparator)를 거쳐 구형파로 변환된 전압 신호의 주기를 읽어들입니다.

측정된 전압 파형의 주파수를 분석하면 인덕턴스 값을 극히 높은 정밀도로 도출할 수 있습니다. 또 다른 방식으로는 앞서 설명한 정전용량 측정처럼 RL 회로를 구성하여 스텝 전압을 인가한 뒤, 전류가 점진적으로 상승함에 따라 션트 저항 양단에 걸리는 전압의 상승 시간을 측정하는 방법도 있습니다. 어떤 방식을 사용하든, 인덕터가 만들어내는 시간 지연과 주파수 특성 역시 최종적으로는 ADC 핀에 입력되는 아날로그 전압의 변화 형태로 환원되어 측정된다는 본질은 변하지 않습니다.